趙子龍，陳 彎，陳永真

（遼寧工業(yè)大學(xué)電子與信息工程學(xué)院，錦州121001）

引言

反激式變換器輸出恒流特性在很多方面有著重要的應(yīng)用，如恒壓恒流充電器、LED恒流驅(qū)動(dòng)器等［1-2］。為了實(shí)現(xiàn)反激式變換器恒流，需要對(duì)輸出電流進(jìn)行檢測(cè)，采用二次側(cè)電流反饋的方法會(huì)增加很多元器件，進(jìn)而增加了電路的成本。怎樣簡(jiǎn)化電路、減小體積、降低成本成為了當(dāng)今電源的發(fā)展趨勢(shì)。

本文采用一次側(cè)檢測(cè)方法來(lái)獲得輸出電流的信息，進(jìn)而來(lái)調(diào)節(jié)和控制輸出電流，達(dá)到輸出恒流的目的，避免了二次側(cè)電流檢測(cè)的缺點(diǎn)。

1 反激式變換器能量傳輸

反激式變換器的基本工作原理是：當(dāng)開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通期間，輸入電能并不直接傳輸?shù)捷敵龆?，而是先將電能量轉(zhuǎn)換為磁儲(chǔ)能存儲(chǔ)在電感中。在反激式變換器電路拓?fù)渲?，變壓器的激磁電感可以作為?chǔ)能電感，開(kāi)關(guān)管關(guān)斷期間變壓器將磁儲(chǔ)能轉(zhuǎn)化為電能向輸出端釋放［3］。因此，在反激式變換器中，變壓器不僅是作為電氣隔離的能量傳輸器件，而且也是能量轉(zhuǎn)化、存儲(chǔ)與釋放的器件，需將輸入的電能量轉(zhuǎn)化為磁儲(chǔ)能存儲(chǔ)在變壓器的激磁電感中，并重新將磁儲(chǔ)能轉(zhuǎn)化為電能向輸出端釋放。

反激式變換器傳輸?shù)墓β蔖可以表示為

式中：L為激磁電感；IPM為變壓器一次側(cè)峰值電流；fSW為開(kāi)關(guān)頻率。

輸出恒流特性表現(xiàn)為：當(dāng)負(fù)載變化時(shí)，輸出電壓變化，而輸出電流保持不變。例如，當(dāng)負(fù)載加重時(shí)，輸出電壓減小，輸出電流不變，輸出功率會(huì)隨之減?。?］。從能量的角度來(lái)看，忽略損耗，輸出功率等于輸入功率，即

式中：Pin、Po分別為輸入、 輸出功率；Vo、Io分別為輸出電壓和輸出電流。

由式 （2）可以得到使輸出電流恒定的2種辦法，一種是保持開(kāi)關(guān)頻率fSW不變，改變一次側(cè)峰值電流IPM，因?yàn)橐淮蝹?cè)峰值電流的平方與輸出電壓呈線性關(guān)系，故這種方法實(shí)現(xiàn)起來(lái)相對(duì)困難；另一種是保持一次側(cè)峰值電流IPM不變，改變開(kāi)關(guān)頻率fSW，因開(kāi)關(guān)頻率與輸出電壓呈線性關(guān)系，故這種方法實(shí)現(xiàn)較為容易。

2 輸出恒流控制策略

2.1 輸出電流檢測(cè)的一般方法

二次側(cè)電流檢測(cè)最容易實(shí)現(xiàn)的方法是利用晶體管的導(dǎo)通程度來(lái)檢測(cè)輸出電流的大小，具體電路如圖1所示。

這種方法雖然易于實(shí)現(xiàn)，但是晶體管的基極和發(fā)射極之間的電壓受溫度（溫度漂移）影響較大。另外，此電路需要加光電耦合器來(lái)實(shí)現(xiàn)信號(hào)的傳輸和隔離，增加了電路的成本和系統(tǒng)的復(fù)雜性。

圖1 晶體管檢測(cè)輸出電流電路Fig.1 Output current detection circuit by transistor

二次側(cè)電流檢測(cè)是較為常用的一種方法，首先是輸出電流經(jīng)過(guò)采樣電阻變成電壓信號(hào)，然后與誤差放大器基準(zhǔn)電壓比較，再經(jīng)光電耦合器送至控制芯片［5］。但這種方法的問(wèn)題是：低電壓基準(zhǔn)較少，一般采用較為便宜的 TL431， 基準(zhǔn)電壓 Vref＝2.5 V，需要增加前置放大級(jí)將采樣電阻獲得的電壓放大至2.5 V。這樣無(wú)疑增加電路的復(fù)雜性和成本，電路的可靠性會(huì)隨之降低，而且使用采樣電阻也會(huì)影響電路的效率。

要想省掉采樣電阻、誤差放大器和光電耦合器等元器件，就必須在一次側(cè)進(jìn)行電流檢測(cè)，通過(guò)一次側(cè)檢測(cè)來(lái)間接反映輸出電流，然后做出相應(yīng)調(diào)節(jié)。

2.2 一次側(cè)電流檢測(cè)調(diào)節(jié)方法

采用一次側(cè)電流檢測(cè)調(diào)節(jié)的方法可以省去二次側(cè)電流采樣電路、TL431和光電耦合器等元器件，減小了電路板的面積，降低了電路的復(fù)雜性，可以達(dá)到更高的效率。

輸出電流可以通過(guò)一次側(cè)電流來(lái)表示。工作在斷續(xù)狀態(tài)下反激式變換器的變壓器電流波形［6］如圖2所示。

圖2 一次側(cè)與二次側(cè)電流波形Fig.2 Primary side and secondary side current waveforms

由圖2可得，輸出電流Io可以表示為

式中：IPM為變壓器一次側(cè)峰值電流；NP為一次側(cè)匝數(shù)；NS為二次側(cè)匝數(shù)；tDM為二次側(cè)輸出整流器導(dǎo)通時(shí)間（去磁時(shí)間）；tSW為開(kāi)關(guān)周期。

當(dāng)一次側(cè)峰值電流不變即開(kāi)關(guān)導(dǎo)通時(shí)間恒定時(shí)，輸出電流與去磁時(shí)間和開(kāi)關(guān)頻率的比值有關(guān)。通過(guò)檢測(cè)去磁時(shí)間，相應(yīng)地改變開(kāi)關(guān)頻率，使其比值保持不變，這樣可以達(dá)到輸出恒流的目的。

可以根據(jù)變壓器輔助繞組上的電壓波形來(lái)得到相應(yīng)的去磁時(shí)間。輔助繞組的電壓波形［7］如圖3所示。

圖3 輔助繞組電壓波形Fig.3 Auxiliary winding voltage waveform

一次側(cè)電流檢測(cè)調(diào)節(jié)的具體檢測(cè)方法是：檢測(cè)VS電壓突升（開(kāi)關(guān)管關(guān)斷）到振鈴電壓小于可以接受的某一值（如100 mV）所需要的時(shí)間，并通過(guò)這個(gè)時(shí)間相應(yīng)改變開(kāi)關(guān)頻率，給出合適的占空比，以達(dá)到輸出電流恒流的目的［8］。振鈴電壓的檢測(cè)是由芯片內(nèi)部功能實(shí)現(xiàn)的，具體芯片有UCC28720、UCC28740等。芯片的VS端有二次側(cè)時(shí)序檢測(cè)功能，然后根據(jù)檢測(cè)的信息來(lái)調(diào)節(jié)電流，芯片內(nèi)部原理框圖如圖4所示。

去磁時(shí)間與變壓器二次側(cè)電流有關(guān)，具體關(guān)系為

由式（4）可得：當(dāng) IPM固定時(shí)，檢測(cè)出 Vo，也即相當(dāng)于檢測(cè)出tDM，這樣就可以根據(jù)檢測(cè)到的輸出電壓來(lái)調(diào)整開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)頻率，達(dá)到輸出恒流的目的。

聯(lián)立式（3）和式（4），可以得到

由式（5）可得，當(dāng)輸出恒流時(shí)，開(kāi)關(guān)頻率與輸出電壓成線性關(guān)系。

圖4 芯片內(nèi)部原理框圖Fig.4 Functional block diagram of chip

3 實(shí)驗(yàn)波形及分析

采用一次側(cè)調(diào)節(jié)的方式可以避免二次側(cè)電流檢測(cè)的復(fù)雜性，提高電路的穩(wěn)定性。采用反激式一次側(cè)恒流控制方式的原理如5所示。

實(shí)驗(yàn)參數(shù)設(shè)置為：輸入電壓為交流220 V，輸出恒流值為3 A。變壓器的一次側(cè)匝數(shù)為64匝，二次側(cè)匝數(shù)為4匝，輔助繞組的匝數(shù)為8匝，磁芯選用EER28L。骨架選擇臥式骨架，材質(zhì)相當(dāng)于PC40。磁芯有效截面積0.81 cm2。磁感應(yīng)強(qiáng)度選擇為200 mT。

圖5 一次側(cè)恒流控制原理Fig.5 Schematic of primary content current control

從安全角度考慮，開(kāi)關(guān)管選擇為型號(hào)SPA06N80C3的Coolmos耐壓為800 V，TO-220全塑封裝（省去絕緣墊裝配的麻煩），電流采樣電阻選擇為0.65 Ω/1W。箝位電路參數(shù)為：箝位電容器0.01 μF/630 V；箝位放電電阻 100 kΩ/1 W，2 只并聯(lián)；二極管1.5 A/800 V超快速二極管。輸出容器參數(shù)為：南通江海CD287型1 000 μF/16 V電解電容器和+330 μF/16 V聚合物電容器。不同輸出電壓和電流條件下具體實(shí)驗(yàn)測(cè)試波形如圖6所示。

圖6 不同輸出電壓和電流條件下的實(shí)驗(yàn)波形Fig.6 Experiment Waveform of Different Output Voltage and current

Vds表示的開(kāi)關(guān)管漏極電壓波形，Vs表示芯片的供電電壓波形，Vdd表示輔助繞組經(jīng)電阻分壓后的電壓波形，Vgs表示的是開(kāi)關(guān)管柵極驅(qū)動(dòng)電壓波形。

由圖6可以看出，隨著負(fù)載的加重，輸出整流器導(dǎo)通時(shí)間（去磁時(shí)間）也相應(yīng)增加；開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間固定，大約為3.6 μs，這就意味著一次側(cè)峰值電流固定。然而輸出電壓卻一直在降低，由式（2）可以得到開(kāi)關(guān)頻率必然隨之下降，這與圖6中的開(kāi)關(guān)頻率下降相吻合，并且輸出電壓與開(kāi)關(guān)頻率近似呈線性關(guān)系。

具體實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)如表1所示。

表1 開(kāi)關(guān)頻率、輸出電壓、輸出電流與效率Tab.1 Switching frequency，output voltage,output current and efficiency

由表1可以得到：輸出電流基本恒定在3 A左右，實(shí)現(xiàn)了輸出恒流的目的。變換器的效率基本上在80%以上，最高可達(dá)到85.7%。隨著輸出電壓的降低，開(kāi)關(guān)頻率也在降低。

采用一次側(cè)調(diào)節(jié)的方法，輸出電壓與輸出電流的關(guān)系曲線如圖7所示。

圖7 輸出電壓與輸出電流的關(guān)系Fig.7 Relationship between output voltage and output current

由圖7可以看出：在達(dá)到輸出恒流值3 A之前，輸出電壓大約穩(wěn)定在12 V，再加重負(fù)載就會(huì)進(jìn)入恒流模式，輸出電流值基本恒定在3 A左右，輸出恒流值可以通過(guò)一次側(cè)電流檢測(cè)電阻來(lái)設(shè)定。另外，輸出電流的精度可以通過(guò)表1中的數(shù)據(jù)得到，由于電流表精度限制以及人為讀數(shù)的誤差導(dǎo)致輸出恒流值可能存在誤差，但在可以接受的范圍內(nèi)。

4 結(jié)語(yǔ)

一次側(cè)峰值電流固定時(shí)，在恒流輸出特性下輸出電壓與開(kāi)關(guān)頻率近似呈線性關(guān)系，有利于一次側(cè)調(diào)節(jié)。另外一次側(cè)調(diào)節(jié)使輸出電流在一定精度范圍內(nèi)，省去許多不必要的元器件，簡(jiǎn)化了電路，提高了電路的可靠性，相比二次側(cè)電流檢測(cè)的方法有巨大的優(yōu)勢(shì)。

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