趙靜妤，曹 陽，馬中華

(集美大學信息工程學院，福建 廈門 361021)

0 引言

超高頻(ultra-high frequency,UHF)射頻識別(radio frequency identification,RFID)系統(tǒng)是基于雷達系統(tǒng)的反向散射原理工作[1]，主要由讀寫器、標簽和后臺數(shù)據(jù)處理部分組成。讀寫器發(fā)射問詢電磁波喚醒標簽工作，由于標簽反向散射回讀寫器的信號頻率和讀寫器發(fā)出的連續(xù)問詢的信號頻率非常接近，用濾波器不能夠分離發(fā)射信號和接收的調(diào)制信號。因此RFID讀寫器采用環(huán)形器來分離發(fā)射信號和接收信號。但是一般的環(huán)形器隔離度只有25～30 dB，而讀寫器為了提高讀取距離和喚醒標簽工作，發(fā)射的問詢信號的功率一般都大于1 W，這樣就會有非常強的載波問詢信號泄露到接收回路。標簽反向散射回讀寫器的調(diào)制信號功率非常低，會被泄露的載波問詢信號淹沒，導致接收機飽和失真，造成讀寫器靈敏度下降，讀取距離縮短。

讀寫器發(fā)射機發(fā)射的射頻載波分兩路泄漏到接收機回路，一路是發(fā)射機直接泄露到接收機回路(Ⅰ路)的載波，是由于環(huán)形器不理想、隔離度低造成的；另一路是發(fā)射機輸出的問詢載波到了天線輸入端，是由于天線輸入阻抗不匹配造成的反射，經(jīng)過環(huán)形器到達接收機回路(Ⅱ路)。因為環(huán)形器的隔離度基本不變，因此主要影響接收回路泄露載波變化的是Ⅱ路的泄露載波，它主要是由于天線端不匹配引起的。為了抑制泄露到接收回路的載波信號，定向耦合器被用于載波泄露消除電路中[2-3]。文獻[2]提出利用平行微帶耦合線定向耦合器進行泄露載波消除，在860～960 MHz收發(fā)隔離度提高了45 dB。但是，它沒有考慮到天線端阻抗隨頻率劇烈變化的情況。文獻[3]采用分支線定向耦合器進行泄露載波消除，雖然最大的隔離度達到了46 dB，但是沒有考慮到工作頻率和天線端阻抗的變化，當載波頻率偏離匹配后，泄露載波抑制將急劇惡化。后來，環(huán)形橋被用于射頻識別讀寫器的泄露載波消除也被提出來了[4]，為了小型化，對環(huán)形橋進行了變形。該設計使得在整個通帶泄露載波抑制度達到58 dB，在中心頻率處高達71 dB。但是隨著天線端口阻抗的變化，泄露載波抑制度會變差。近年來，Kuo等[5]提出了用單天線的頻分雙工讀寫器來減小載波對接收機的影響，誤差向量幅度比傳統(tǒng)反向散射系統(tǒng)提高了5.7 dB，需要兩個信號源和開關等射頻器件，造成讀寫器電路結構復雜。楊博等[6]采用鎖相環(huán)理論進行了測試系統(tǒng)的載波對消電路的研究，可以降低30 dB左右的泄露載波功率，但是對消系統(tǒng)非常復雜，成本高。Guo等[7]提出了泄露載波抑制的片上接收器，引入了可配置帶寬的數(shù)字控制反饋，實現(xiàn)了55～73 dB的片上泄露載波抑制度。該設計需要采用130 nm互補金屬氧化物半導體(complementary metal oxide semiconductor,CMOS)工藝，也沒有考慮到天線端阻抗的變化影響。

本文提出在讀寫器收發(fā)電路中，增加載波耦合支路，通過改變耦合支路中載波信號的幅度和相位，把它和經(jīng)過環(huán)形器泄露到接收電路中的泄露載波進行對消，通過單片機控制耦合支路中的載波幅度大小和相位，以達到對消的目的。

1 載波消除電路原理

圖1為本文提出的載波消除電路的原理框圖。

圖2 泄露載波對消程序設計流程圖Fig.2 The flowchart of the carrier cancellation program design

功放輸出的連續(xù)載波問詢信號經(jīng)過定向耦合器，一部分送入環(huán)形器經(jīng)天線發(fā)射喚醒標簽工作，另外一部分被耦合到衰減器和移相器這一支路。單片機采集了接收回路泄露載波信號的幅度和相位信息后，相應地調(diào)整衰減器的衰減量和移相器的相位，使它們剛好和接收回路中的泄露載波的幅度相等，相位相差180°。泄露的載波和耦合的載波同時輸入到功率合成器進行合成，合成信號就使得兩路載波信號剛好抵消。在功率合成器輸出端無泄露載波輸出，輸出信號只有從天線接收下來的標簽調(diào)制信號。這樣就提高了讀寫器的接收靈敏度，提高了信噪比，使讀取距離增大。接收信號強度電路實時監(jiān)測接收回路泄露載波的幅度變化，并將這種變化反饋給單片機，單片機根據(jù)反饋相應調(diào)整衰減器和移相器的值。

在載波對消回路采用耦合器耦合泄露載波信號，輸入到衰減器和移相器電路，微控制單元(microcontroller unit,MCU)根據(jù)對消后輸出的泄露載波信號的強度輸出數(shù)字控制信號，經(jīng)過數(shù)模(digital/analog,D/A)轉換去控制移相器和衰減器。泄露載波自適應對消電路的程序流程圖如圖2所示。

接收信號強度指示(received signal strength indication，RSSI)電路檢測接收回路泄露載波信號的功率，MCU判斷是否低于規(guī)定的閾值。如果大于規(guī)定的閾值，則MCU發(fā)出指令分別調(diào)整載波耦合支路中的衰減器和移相器，使得泄露載波減小，RSSI繼續(xù)檢測接收回路的泄露載波功率；如果小于閾值，則停止調(diào)整，進行數(shù)據(jù)解調(diào)。最終系統(tǒng)的泄露載波抵消程度受到設定閾值的大小和接收端信號強度檢測電路檢測靈敏度的限制。

2 ADS軟件的建模仿真

本文主要以射頻電路先進設計系統(tǒng)(advanced design system,ADS)仿真驗證為主，在ADS軟件中可以實現(xiàn)實時檢測泄露載波的幅度和相位，但是由于軟件使用的局限性，不能夠?qū)崿F(xiàn)接收信號實時的參數(shù)提取仿真。為了實現(xiàn)自適應泄露載波消除，假定得到了接收回路中泄露載波的幅度和相位參數(shù)，通過MCU處理后直接控制載波對消回路移相器和衰減器的相位幅度來進行泄露載波抵消。

如果讀寫器發(fā)射電路的功放輸出信號VPA=A1cos(ωct)(A1為功放輸出信號的載波幅度，ωc為功放角頻率，t為時間)，泄露到接收回路的載波信號Vrec=A2cos(ωct+θ1)(A2為泄露的載波幅度，θ1為載波經(jīng)過環(huán)形器產(chǎn)生的相移)，則功放輸出的載波信號通過定向耦合器耦合，經(jīng)過衰減器和移相器處理后達到功率合成器輸入端的信號Vcan=A3cos(ωct+θ2)(A3為載波幅度，θ2為經(jīng)過衰減器和移相器后載波的相位)。如果A2=A3，且θ1+θ2=180°，則在功率合成器輸出端的泄露載波功率就為零。這是理想的情況，實際上由于本系統(tǒng)中選用的射頻器件的容差因素和實際幅度及相位的波動，實現(xiàn)絕對的泄露載波的對消是非常困難的。圖3是在ADS軟件中建立的泄露載波對消電路模型。發(fā)射機電路的功放輸出頻率為922.5 MHz、功率為30 dBm的連續(xù)載波。經(jīng)過耦合系數(shù)為10 dB的定向耦合器分為兩路，一路直接傳輸?shù)江h(huán)形器后進入天線發(fā)射，另一路耦合到移相器和衰減器電路。本研究設LR為回波損耗(return loss),則反射系數(shù)(reflection coefficient)Γ=10(-LR/20),電壓駐波比(standing wave ratio,SWR)S0=(1+Γ)/(1-Γ),天線端的阻抗(impedance)R0=S0×50。功率合成器的輸出信號接特性阻抗為50 Ω的負載電路，意味著功率合成器輸出端和低噪聲放大器輸入端阻抗是匹配的。

表1 載波頻率為922.5 MHz時不同模塊輸出載波的功率和相位Tab.1 Powers and phases of different module outputs whenthe carrier frequency is 922.5 MHz

利用射頻電路仿真軟件ADS模擬圖3的載波消除電路。當載波頻率為922.5 MHz時，圖3中每個功能電路輸出的載波功率和相位如表1所示。其中定向耦合器耦合口輸出的載波信號的幅度和相位分別為19.94 dBm和64.83°，環(huán)形器輸出到接收機輸入端泄露的載波信號幅度和相位分別為0.84 dBm和-25.17°，泄露的載波遠遠大于經(jīng)過空間無線衰落信道到達接收機的調(diào)制信號。

要想抵消這一部分強的泄露載波，必須調(diào)整耦合支路的載波信號幅度，使它和通過環(huán)形器泄露到接收機輸入端的載波幅度相等，相位相差180°，因此要調(diào)整耦合支路的衰減器和移相器。經(jīng)過圖2所示程序調(diào)整后，移相器輸出端載波信號的幅度和相位分別為19.94 dBm和154.83°。經(jīng)過移相器調(diào)整后，環(huán)形器輸出端和移相器輸出端的兩路載波信號的相位差已經(jīng)達到180°反相，但是幅度不相等。然后，調(diào)整衰減器輸出載波信號的幅度，使最后從衰減器輸出載波信號的幅度和相位分別為0.84 dBm和154.8°。將幅度相等、相位相反的兩路載波經(jīng)過功率合成器合成后形成了泄露載波對消，在功率合成器輸出端泄露載波的幅度降低到了-97.78 dBm，泄露載波抑制度達到了98.62 dB。

當發(fā)射機輸出的功率為30 dBm，載波頻率為922.5 MHz，調(diào)制信號頻率為10 kHz，功率為-107 dBm時，在接收機輸入端仿真?zhèn)鹘y(tǒng)讀寫器接收的調(diào)制信號功率譜和泄露載波功率譜如圖4a所示。振幅調(diào)制信號的頻譜分布在載波兩側，載波泄露功率為1.3 dBm，遠遠大于調(diào)制信號的功率。

當載波、調(diào)制信號的電特性參數(shù)不變，在傳統(tǒng)環(huán)形器中加入泄露載波對消電路后，在接收機輸入端仿真調(diào)制信號和泄露載波的功率譜如圖4b所示。在接收電路中，載波功率已經(jīng)被抑制到-90.75 dBm，載波抑制度達到了91.6 dB，而調(diào)制信號功率基本不變，不受載波對消電路的影響。

當天線端的匹配惡化，回波損耗LR=15時，通過實時檢測接收回路泄露載波幅度的改變情況，單片機相應的調(diào)整移相器的相移和衰減器的衰減量，由此得到抑制載波后的頻譜仿真圖(見圖4c)?？梢?，泄露載波幅度被抑制到了-86.78 dBm，調(diào)制信號的幅度幾乎不變。圖4d為LR=30時，通過單片機實時調(diào)整移相器和衰減器后得到的接收機回路泄露載波和調(diào)制信號頻譜。由圖4d可見載波被抑制到了-80.16 dBm，調(diào)制信號的幅度為-107.1 dBm，基本保持不變。

3 結論

本文在傳統(tǒng)RFID讀寫器電路中增加了載波耦合電路后，通過檢測接收回路中泄露的載波，實時調(diào)整耦合載波的幅度和相位，使它們和泄露載波的幅度相等，相位反相，可對消泄露載波。無論載波頻率改變，還是天線輸入阻抗變化，在通帶內(nèi)載波抑制度都達到90 dB以上。本文的方案對于提高RFID系統(tǒng)的接收靈敏度，增大讀寫距離具有指導意義。